摘要：深入分析研究了高频脉冲交流环节逆变器稳态原理特性与单极性移相控制策略。采用状态空间平均法建立了逆变器平均模型，获得了输出电压、滤波电感电流、共同导通时间、单极性SPWM波占空比等关键电路参数的设计准则和逆变器的外特性曲线。原理试验结果证实了理论分析的正确性。这类逆变器具有电路拓扑简洁、两级功率变换（DC/HFAC/LFAC）、双向功率流、周波变换器实现了ZVS换流、单极性SPWM波等优点，包括全桥全波式、全桥桥式两种电路，前者适用于低压输出逆变场合，后者适用于高压输出逆变场合。
关键词：单极性移相控制；高频脉冲交流环节；逆变器；周波变换器；软换流 ;有源逆变放电仪
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引言
传统的逆变器虽然技术成熟可靠、应用广泛，但存在体积大且笨重、音频噪音大、系统动态特性差等缺点。用高频变压器替代传统逆变器中的工频变压器，克服了传统逆变器的缺点，显著提高了逆变器的特性。
单向电压源高频环节逆变器具有单向功率流、三级功率变换（DC/HFAC/DC/LFAC）、变换效率和可靠性不够理想、但应用较广泛等特点；高频脉冲直流环节逆变器有效地解决了单向电压源高频环节逆变器的开关损耗和电磁干扰问题，具有优良的综合性能，适用于单向功率流逆变场合；高频脉冲交流环节逆变器具有双向功率流、两级功率变换（DC/HFAC/LFAC）、变换效率和可靠性高等特点，但存在周波变换器器件换流时导致的电压过冲现象等缺点，通常需要采用缓冲电路或有源电压箝位电路来吸收存储在漏感中的能量，从而降低了变换效率或增添了电路的复杂性。因此，在不增加电路拓扑复杂性的前提下，如何解决高频脉冲交流环节逆变器固有的电压过冲现象和实现周波变换器的软换流，是这类逆变器的研究重点。
借鉴高频脉冲直流环节逆变器的思想，如果高频脉冲交流环节逆变器的周波变换器换流，是在前级输出的双极性三态高频脉冲交流电压波为零期间进行，那么就可以实现周波变换器的ZVS换流。本文主要开展这类逆变器原理特性、关键电路参数准则与原理试验研究，为正确设计这类逆变器奠定了技术基础。
1 电路拓扑与单极性移相控制原理
1.1 电路拓扑
高频脉冲交流环节逆变器，如图1所示。这类逆变器由高频逆变器、高频变压器、周波变换器构成，具有电路拓扑简洁、两级功率变换（DC/HFAC/LFAC）、双向功率流、变换效率高等优点。图1（a）全桥全波式电路功率开关数少、电压应力高、变压器绕阻利用率低、适用于低压输出场合，图1（b）全桥桥式电路的特点与全桥全波式电路正好相反。
（a）全桥全波式
（b）全桥桥式
图1 高频脉冲交流环节逆变器电路拓扑
1.2 单极性移相控制原理
以全桥全波式电路为例，其单极性移相控制原理，如图2所示。
（a）时序图
（b）框图
图2 高频脉冲交流环节逆变器单极性移相控制原理
逆变器将输入电压Ui调制成双极性三态的电压波uEF，周波变换器将此电压波解调成单极性SPWM波，经输出滤波后得到正弦电压uo，周波变换器功率开关在uEF为零期间进行ZVS换流。逆变器右桥臂相对左桥臂存在移相角θ，而且输出滤波器前端电压为单极性SPWM波，故为单极性移相控制。ugs1与ugs4，ugs2与ugs3之间在一个开关周期Ts内的共同导通时间为
Tcom=Ts（180°－θ）/（2×180°）（1）
当输入电压Ui降低或负载变大时，导致输出电压uo降低，闭环反馈控制使得移相角θ减小、共同导通时间Tcom增大，从而使得输出电压增大。因此，调节移相角θ可实现输出电压的稳定。
2 稳态原理与外特性
2.1 稳态原理
以输出电压uo>0、滤波电感电流iLf>0为例，稳态工作且输出滤波电感电流连续时，一个开关周期内的6个开关状态电路，如图3(a)～(f)所示。图3(a)、(b)、(d)、(e)和图3(c)、(f)可分别用图3(g)、(h)所示等效电路表示，其中r为包括变压器绕阻电阻、漏抗、功率开关通态电阻、滤波电感寄生电阻等在内的等效电阻。
（a）
S1与S
2导通，S
7与S
8导通
（b） S1与S2导通，S5与S6导通
（c）
S1与S
4导通，S
5与S
6导通
（d）
S3与S
4导通，S
5与S
6导通
（e）
S3与S
4导通，S
7与S
8导通
（f）
S2与S
3导通，S
7与S
8导通
（g）
图(a)、(b)、(d)、(e)的等效电路
（h） 图(c)、(f)的等效电路
图3 开关状态电路及其等效电路
由于开关频率fs远大于输出滤波器截止频率和输出电压的频率，因此，在一个开关周期内输出电压uo可看成恒定量，可用状态空间平均法建立输出电压、滤波电感电流的定量关系式。
图3(g)所示等效电路的状态方程为
图3(h)所示等效电路的状态方程为
分别将式（2）乘以（1－
D）加式（4）乘以
D，式（3）乘以（1－
D）加式（5）乘以
D，并令
，可得状态变量的稳态值为
式中：D为滤波器前端电压SPWM波在一个开关周期内的占空比，即D=2Tcom/Ts=(180°－θ)/180°。
2.2 稳态时逆变器外特性
2.2.1 理想情形(r=0)
由式（7）可知，理想情形且CCM模式时逆变器的外特性为
Uo=DUiN2/N1（8）
滤波电感电流临界连续和DCM模式时一个开关周期内的原理波形，如图4所示。
（a）临界CCM模式
（b）DCM模式
图4 滤波电感电流临界CCM和DCM模式时一个开关周期内的波形
由图4（a）可知，t=t1～t2时
由式（8）、（9）可知,电感电流临界连续时的负载电流为
由式（10）可知，当D=1/2时，IG达到最大值，即
由式（10）、（11）可知，理想情形且滤波电感电流临界连续时逆变器的外特性为
IG=4IGmaxD(1－D)（12）
由图4(b)可知，t3<t1＋Ts/2，t=t1～t2时
t=t2～t3时
由式(13)、(14)可得
输出负载电流为
由式(11)、(13)、(15)、(16)得
因此，理想情形且DCM模式时变换器的外特性为
2.2.2 实际情形
实际情形时，逆变器的内阻r不为零，因此逆变器外特性可由式(7)表示。
逆变器标幺外特性Uo/(UiN2/N1)=f(Io/IomaxS)，如图5所示。曲线A为滤波电感电流临界连续时外特性曲线，由式(12)决定；曲线A右边为滤波电感电流连续时外特性曲线，实线为理想情形时曲线，由式(8)决定，虚线为实际情形时曲线，由式(7)决定，可见随负载增加，输出电压下降；曲线A左边为滤波电感电流断续时外特性曲线，由式(18)决定。
图5 标幺外特性
3 原理试验
设计实例：全桥桥式电路拓扑，单极性移相控制策略，输入电压Ui=DC 270(1±10％)V，输出电压Uo=AC 115V/400Hz，额定容量S=1kV·A，开关频率fs=50kHz，变压器原、副边匝比为N1/N2=25/20，变压器磁芯选用MnZn铁氧体R2KBD材料PM62×49，滤波电感Lf=0.5mH，滤波电容Cf=2μF，功率开关S1－S8b均选用IRFP460MOSFET(20A/500V)，控制电路采用两片UC3879芯片。
逆变器额定阻性负载时原理试验波形，如图6所示。原理试验结果均表明：
（a）变压器原边绕阻电压uEF纵轴：uEF100V/div横轴：时间5μs/div
（b）周波变换器功率开关驱动与漏源电压纵轴：CH2（驱动电压）10V/div CH1（（漏源电压）100V/div 横轴：时间5μs/div
（c）输出滤波器前端电压uDC 纵轴：uDC100V/div横轴：时间500μs/div
（d）输出电压波形uo 纵轴：uo50V/div横轴：时间500μs/div
图6 逆变器额定阻性负载时原理试验波形
1）变压器原边绕组电压uEF为双极性三态的高频脉冲交流电压波；
2）周波变换器功率开关实现了零电压开关：
3）输出滤波器前端电压uDC为单极性SPWM波，频谱特性好；
4）输出电压波形失真度THD<0.5％；
5）额定阻性负载时变换效率为86％；
6）该逆变器还适用于感性、容性、非线性负载；
7）仿真、原理试验结果均与理论分析一致。
4 结语
1）单极性移相控制高频脉冲交流环节逆变器具有电路拓扑简洁、两级功率变换（DC/HFAC/LFAC）、变换效率高、双向功率流、周波变换器实现了ZVS换流、输出滤波器前端电压为单极性SPWM波、负载适应能力强等优点；
2）单极性移相控制高频脉冲交流环节逆变器拓扑包括全桥全波式、全桥桥式两种；
3）获得了逆变器外特性曲线以及输出电压、滤波电感电流等关键电路参数设计准则；
4）原理试验结果证实了理论分析的正确性。
